Déplacement Moyenne Microcontrôleur

Embedded Engineering En poste. Je vais vous montrer comment mettre en œuvre le plus simple filtre numérique quotmoving moyenne filterquot. Bien qu'il soit très facile à mettre en œuvre, mais encore dans de nombreuses applications, cela est plus que suffisant. Par exemple en réduisant le bruit aléatoire du signal. Bien sûr quand il est très simple, il a des problèmes comme. Il n'a pas de filtre très net Réponse. Entrée canal 1. Balayage de 20Hz à 6Khz, Canal 4 (Vert) Sortie filtrée 15 points, Sortie M (Rouge) dans domaine freq Samedi, 1er octobre 2016 Ce projet est la partie finale de la réalisation d'une lumière solaire très puissante. Dans ce projet, nous Intigrate LTC3478 base philips lumileds Driver et BQ24650 basée MPPT solaire Li-ion chargeur. Nous utiliserons 3 9 Watt chaque panneau de conducteur de LED et un contrôleur de charge pour recharger la batterie de 6 cellules 7.6V 20000mah li-lion, il ya 4 affichage de graphique de barre de LED pour montrer le niveau de batterie d'estimation et un seul bouton pour commander Onoff, De luminosité. Et sélectionnez-en un. Tout ou peu de panneaux LED à litup. Il n'y a pas beaucoup à décrire en terme de schmeatic et firmware que tous les Firmware et Schmeatic aer déjà sur mon compte github. Utilisation interface utilisateur est faite de PCB avec 4 batterie état LED un port pour panneau solaire connecteur et un commutateur de contrôle. Lorsque la batterie est chargin LED état affiché en conséquence et lorsque la batterie est de décharge led état mis à jour en conséquence. En plus du petit projet d'éclairage solaire sur lequel je travaillais, j'ai créé ce petit contrôleur de charge solaire pour recharger la batterie lithium-ion (li-ion). Circuit Utiliser le Texas Instrument BQ24650 au cœur de la boucle pour contrôler la charge. Comme le circuit a mosfet externe ainsi le courant maximal de 160charge peut être ajusté aux valeurs vraiment élevées. 160Circuit acceptent des valeurs de panneaux solaires de 5V à 28V. Je l'ai testé avec 12V nominal (17Volts circuit ouvert) 160. et 24 Volts nominal panneau solaire à la charge de batterie jusqu'à 4A. Actuellement installé dans ma maison depuis quelques mois Charger une batterie 20000 mah li-ion. Le circuit a le grand connecteur de Molex de capacité courant 4 broches pour le panneau solaire. Connecteur 6 broches pour la batterie et le commutateur de charge. Il est également possible de connecter NTC pour la surveillance de la température de la batterie. BQ24650 peut automaticalley surveiller temprature de la batterie. Le microcontrôleur a dédié la sortie de 3 PWM pour l'obscurcissement de LED et l'en-tête de 6 gpio pour le meilleur état conduit et une clef d'interface d'utilisateur. Hallo zu Deutsch Leser. Das ist mein erste Artikel auf Deutsch. Je parle de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne, de l'Allemagne et de l'Allemagne. Meine erfahrungen auf deutsch kurze ist 160 160 160 160So beginnen wir. Heutzutage arbeite ich an einem Projekt. QuotMPPT Solar li-ion Laderquot. Bei diesem projekt brauche ich eine160sehr160vollmacht LED de 25W LED. Aber 25W ist viel fourrure ein160LED-Triber. Échappement de vieillissement de 25 W LED-Triber zu entwerfen. Hauptsorge auf die Projket quotMPPT Solaire - Lon Laderquot ist zu Lernen avec le MPPT Larder Arbeitet und wie die logiciel Algorithmus sind. Das Projekt ist ein teil von ein Projekt was publiziere ich spter.160 160 160 160 Réticemment, je travaillais un 160little projet d'éclairage solaire , J'ai besoin d'un éclairage vraiment insouciant de 25W 160LED. Mais la question a été pour 25W il un lot de puissance pour LED et il faut certaines compétences pour faire un tel pilote de LED haute puissance. Objectif principal de ce projet est d'obtenir une connaissance de la descente de contrôleur de charge MPPT et MPPT algorithmes de charge. Ce projet fait partie du projet. Que je vais poster plus tard. 160160160 Ce post va être la 4ème partie dans la série de faire un Linux ARM Board capable à la maison. Cliquez sur Premier. Deuxième et troisième pour aller à des parties précédentes, alors laissez démarrer. Ce qui est un chargeur de démarrage, pourquoi avons-nous besoin de it160 un chargeur de démarrage est un programme qui est le premier à être exécuté par la CPU. Il sévère un but très spécifique pour conférer quelques choses très essentielles avant de charger le programme principal (peut être OS) dans la mémoire principale. C'est pourquoi il est appelé boot loader. Selon les besoins chargeur de démarrage peut faire une autre tâche (nous allons les couvrir ici). Il existe différentes formes et tailles des chargeurs de démarrage. Ils servent presque presque le même but. Avec des microcontrôleurs. Certaines fois il ne charge pas réellement le programme principal dans la mémoire mais passe sur le pointeur d'exécution au programme principal de sorte que le programme principal puisse exécuter directement la mémoire où il est. Board Avec 4,3 pouces LCD Qt5 application en cours d'exécution pour afficher l'image JPEG et TimeDue à mon compilateur logique ladder, j'ai souvent des questions sur la façon de construire du matériel pour connecter un micro au monde extérieur. Je n'ai pas trouvé une bonne référence à suggérer. Une grande partie du matériel en ligne est erronée ou incomplète, ou reflète les bonnes pratiques vers 1970. Rien de tout cela est spécifique à un microcontrôleur particulier ou une famille de microcontrôleurs, il s'applique aussi bien aux PIC ou AVR ou 8051 ou tout autre processeur. Vérifiez la fiche technique de votre pièce pour être sûr, cependant, surtout pour des choses comme la quantité de courant d'une broche IO peut conduire. J'utilise les phrases GPIO et IO broche de façon interchangeable je veux juste dire une broche sur le microcontrôleur qui peut être configuré en tant que soit une sortie numérique ou une entrée numérique. (Un micro typique a beaucoup de ceux-ci.) Il sera probablement clair dans le contexte si la broche est configurée comme une entrée ou une sortie. En outre, je suppose que le micro fonctionne à partir de 5 V. Très peu de cela change si ce n'est pas, cependant. Je décris comment: Allumer une LED à partir d'une sortie numérique La LED est un appareil à deux terminaux. On peut donc le caractériser selon deux grandeurs: la tension à travers elle et le courant qui la traverse. Pour un premier ordre (assez bon), la puissance lumineuse de la LED, soit en photons par seconde, soit en milliwatts, est linéairement proportionnelle au courant traversant. Cela signifie qu'il est utile de penser à la LED comme un dispositif à courant. (Bien sûr, nous pourrions y penser, mais il existe une belle relation entre la sortie de lumière, ce qui nous importe finalement, et le courant n'est pas vrai pour la tension.) Pour caractériser une LED particulière, nous pouvons Appliquer une tension (par exemple à l'aide d'une alimentation en courant continu) et noter le courant à travers la diode électroluminescente (à l'aide d'un ampèremètre, ou peut-être de l'ampèremètre incorporé à notre alimentation). Nous pouvons répéter ceci pour beaucoup de tensions différentes, et tracer ces points pour produire les caractéristiques de LEDs V-I. Le fabricant pourrait avoir fait cela pour nous, et pourrait fournir cela comme une figure dans la fiche technique. Ici je reproduis ce chiffre de la fiche technique d'un LITE-ON LTL-4223. Il s'agit d'une LED rouge relativement typique. On peut voir que la relation entre le courant des LEDs et la tension n'est pas très nicemdashit n'est pas une ligne droite à travers l'origine, ou toute autre courbe avec une équation simple. Sur la plage de courants à laquelle nous nous attendons à faire fonctionner la LED (dizaines de mA), cette courbe est très raide. Passant d'une tension de 2,0 V à 2,4 V, la tension n'a augmenté que de 20, mais le courant, qui passe de 20 mA à environ 50 mA, a plus que doublé. Cela signifie que le courant traversant la LED est très sensible à la tension à travers elle. De manière équivalente, la tension à travers la diode électroluminescente est très insensible à (c'est-à-dire très proche de constante avec) le courant à travers le dispositif. Cela signifie que pour une bonne approximation, nous pouvons modéliser la LED comme une chute de tension constante (et en effet, les fiches techniques de nombreux fabricants ne se soucient pas d'une courbe, et ne citent qu'une seule tension). (Si l'on voulait modéliser les caractéristiques des diodes électroluminescentes de manière plus précise, on pourrait faire cela comme une combinaison en série d'une diode idéale et d'une résistance. La diode idéale a une caractéristique VI exponentielle qui est responsable de la partie non linéaire de La courbe proche de 1,6 V. Il existe également une résistance ohmique (c'est-à-dire linéaire entre V et I) associée à la LED, la tension diminuée par cette résistance est négligeable aux petits courants, car V IR est petite quand I est petite, mais devient significative À des courants plus élevés. Cela est la raison pour laquelle la courbe ci-dessus semble approcher une ligne droite à fort courant. Mais, nous aurons rarement besoin de ce bon d'un modèle.) En tout cas, vous savez déjà que le circuit est le suivant: Parfois, le circuit est tiré vers l'arrière de la façon dont il est ici, avec l'autre extrémité du circuit en série connecté à 5V au lieu de la terre. C'était important pour TTL (un vieux type de logique), qui pourrait couler plus de courant qu'il pourrait source. Pour les CMOS, cela n'a pas d'importance. La broche de micros IO est configurée comme une sortie. Lorsqu'il est à basse tension, des zéros volts apparaissent sur le circuit en série et aucun courant ne circule. Lorsqu'elle est élevée, 5 V apparaissent sur le circuit en série. La LED tombe à environ 2 volts comme nous l'avons vu plus haut, la tension tombée par la LED n'est pas très sensible au courant à travers elle, ce qui signifie que nous pouvons obtenir une très bonne approximation de la tension tombée par la LED, Courant à travers elle. La résistance diminue donc de 5 - 2 3 V, puisque la chute entre les deux éléments de la série doit être de 5 V. Cela signifie qu'un courant de I VR 3330 9 mA circule. Nous voyons à partir de la fiche que la LED est évalué pour un courant continu continu maximum de 30 mA, nous sommes donc bien dans la spécification. N'étaient pas fait, cependant. La chute de tension nominale des LED à 20 mA (ou tout courant proche de celle-ci) est de 2,0 V, mais nous voyons à partir de la feuille de données (tension avant, Max.) Qu'il pourrait être aussi élevé que 2,6 V. Cela signifie que tandis que la courbe noire Ci-dessous (qui est identique à la courbe noire ci-dessus) correspond à un dispositif nominal, un dispositif dont les caractéristiques VI sont décrites par le curvemdashor bleu, toute courbe comprise entre ces deux limites doit répondre aux spécifications du constructeur. Si nous avions une LED de pire cas qui a chuté de 2,6 V, alors la résistance tomberait 5 - 2,6 2,4 V, et je 2,4330 7,3 mA coulerait. Il s'agit d'un changement notable, une diminution d'environ 19. Encore, pour ce LED particulier, et en cours d'exécution à partir de 5 V avec ce circuit, c'est le meilleur que nous pouvons faire. Si nous pouvions courir à partir d'une tension d'alimentation plus grande que 5 V, alors la chute de tension LED serait une plus petite proportion de la chute de tension totale dans le circuit, de sorte que le courant à travers la LED serait moins sensible à sa chute de tension. Il est également possible d'utiliser une source de courant active quelconque pour rendre le courant à travers la LED presque indépendant de sa chute de tension, mais cela nécessite un circuit plus compliqué. Cette variation est la raison pour laquelle il ne fonctionne pas du tout pour conduire une LED avec une source de tension constante. Si nous voulions conduire notre LED à faible intensité (courbe noire) à 20 mA, alors nous voyons à partir de la courbe que nous devons appliquer exactement 2,0 V, mais si au lieu nous arrivâmes à obtenir une LED de chute maximale (courbe bleue), alors nous Voir à partir de la courbe que très proche de zéro currentmdashso petit que c'est hors du graphmdashwould écouler pour toute tension inférieure à 2,4 V. Si nous l'avons essayé dans l'autre sens, et appliqué 2,6 V (pour s'assurer que le maximum de baisse LED s'allume ), Alors la LED de la chute minimale dessinera un courant très grand sur le graphique, mais plus de 50 mAmdash et la LED va surchauffer et être détruits. La variation ne serait pas un problème si nous pouvions regarder le courant à travers la LED que nous lentement monté la tension, et de régler notre source de tension constante à la tension particulière qui a produit le courant que nous voulions pour cette LED particulière. C'est ce que fait une source de courant. C'est aussi ce que la résistance fait, bien qu'il ne fait pas un très bon travail de celui-ci. Si vous omettez la résistance (c'est-à-dire qu'il s'agit d'un court-circuit, zéro ohms) du circuit ci-dessus, cela correspond en théorie à la commande de la LED à partir d'une source de tension de 5 volts. Il semble de notre discussion ci-dessus que cela devrait inévitablement produire de la fumée. Si vous essayez ceci, cependant, alors vous trouverez que votre circuit semble fonctionner. C'est parce qu'une broche IO n'est pas une source de tension parfaitement rigide, c'est le drain d'un FET, que si vous essayez de dessiner trop de courant ressemble beaucoup à une source de courant. La broche IO limite elle-même le courant et si vous mesuriez la tension sur la broche IO alors vous trouverez qu'elle est beaucoup moins de 5 V. Cela est presque certainement en dehors des conditions de fonctionnement autorisées par le fabricant pour la broche E / S et est donc Pas de bonnes pratiques. Soit dit en passant, c'est un peu bizarre que le cas de baisse de tension minimum pour cette LED est aussi la chute de tension nominale. Il serait plus fréquent pour le fabricant de citer une chute de tension minimale et maximale, et une chute de tension nominale (typique) qui est quelque part entre les deux. Une LED rouge ou verte typique diminue d'environ 2 volts. Les LED bleues tombent plus, typiquement autour de 3 volts. LEDsmdashwhich sont généralement des LED bleues, avec un luminophore qui convertit une partie du bleu au rouge et greenmdashusually baisse autour de 3 V. La chute de tension d'une LED est liée à l'énergie des photons qu'elle émet plus courte longueur d'onde (plus haute énergie) Les photons nécessitent généralement une chute de tension plus importante. Ce n'est pas toujours vrai, par exemple, certains émetteurs verts purs ont une plus grande chute de tension que vous pouvez attendre de la longueur d'onde de vert. Lire les contacts de commutation avec une entrée numérique Ceci est très simple: vous avez un commutateur avec deux fils qui sont ouverts (interrupteur ouvert) ou court-circuité (interrupteur fermé). Il peut s'agir d'un bouton-poussoir, d'un interrupteur à lames magnétiques ou d'un jeu de contacts de relais. Faites-le comme ceci: Quand l'interrupteur est ouvert, R2 tire la goupille bas par R1. Lorsque le commutateur est fermé, le côté droit de R1 est court-circuité à 5V à travers le commutateur, en tirant la broche à travers R1. La résistance R1 n'est pas strictement nécessaire. Son rôle est de protéger le microcontrôleur. Sans R1, si quelqu'un a connecté les bornes du commutateur à une tension supérieure à 5V ou inférieure à la masse, le microcontrôleur serait détruit. Avec R1, l'excès de tension est tombé sur la résistance, et tant que la résistance est assez grande, le micro est indemne. Cela permet également de protéger contre les dommages dus à la décharge statique. Avec R1 1 MOmega (comme illustré), vous pouvez connecter l'entrée à 120 VAC sans aucun dommage. Ce n'est pas recommandé, bien sûr. J'ai choisi R2 1 kOmega. Si R2 devient trop petit, alors un très grand courant passe par R2 lorsque le commutateur est fermé. Cela gaspille la puissance et peut dépasser la puissance nominale de R2 (ou la puissance nominale du commutateur). Si R2 devient trop grand, il devient plus facile pour le bruit aléatoire de tirer la broche d'entrée haute. En outre, de nombreux commutateurs ne sont pas fiables lorsque le courant à travers eux est smallmdashthe courant aide à nettoyer les contacts lorsque vous basculez. (Il est également possible de tirer ce circuit vers l'arrière, avec une résistance de 5V et un commutateur à la terre. Historiquement, c'était une meilleure façon de faire les choses, parce que les entrées TTL attirer le courant d'entrée, et il a fallu plus de courant pour les tirer vers le bas Que certains haut-parleurs peuvent avoir interne pull-up résistances que vous pouvez activer (par exemple, les AVR), ce qui évite le besoin de pull-up résistances externes, Mais les résistances internes peuvent ne pas être assez petites pour attirer suffisamment de courant dans le commutateur pour un fonctionnement fiable.) Lire un signal numérique qui passe de 0 V (LOW) à 10 V (HIGH) Le micro prend presque certainement les niveaux logiques CMOS standard: a Logique LOW est autour de 0 V, et une logique HIGH est d'environ 5 V (ou quelle que soit la tension d'alimentation micros). Si nous avions un signal numérique entre 0 V et 5 V, nous pourrions le connecter directement à une ligne GPIO sur le micro. Bien entendu, le micro ne nécessite pas que le niveau d'entrée soit exactement 0 V ou exactement 5 V, ils spécifient que quelque chose de moins qu'une certaine tension (souvent, 0.2Vdd ou 1V dans ce cas) est LOW et que quelque chose de plus que certains Tension (souvent 0.8Vdd 4 V) est HAUTE. Comme 0 V est inférieur à 1 V et 10 V supérieur à 4 V, il semble que nous puissions simplement connecter notre signal à une broche d'entrée, et tout ira bien. Mais si nous faisons cela, alors le micro sera détruit. C'est parce que le micro est construit avec des diodes de protection sur chaque broche si la tension sur n'importe quelle broche dépasse la tension d'alimentation la plus positive ou est inférieure à la tension d'alimentation la plus négative (masse), puis ces diodes allumer et raccourcir cette broche à la Rail d'alimentation. L'objectif est de protéger les copeaux contre les décharges électrostatiques (ESD, électricité statique). Dans ce cas, cependant, si nous appliquons notre signal 10 V à la broche IO de notre micro fonctionnant à 5 V, le signal 10 V sera court-circuité sur le rail d'alimentation 5 V. Selon la quantité de courant que notre source de signal (et l'alimentation) peut fournir, une ou plusieurs des micro, la source du signal ou l'alimentation électrique seront détruites, car l'alimentation 5 V et le signal 10 V le combattent. Une façon simple de réparer ceci est de diviser notre tension de signaux de 10 V par deux, pour faire un signal de 5 V. Nous pouvons le faire avec un diviseur de tension: Comme V in passe de 0 V à 10 V, la tension à la broche IO passe de 0 V à (10k (10k 10k)) times10 5 V, donc le micro n'est pas détruit, et Tout fonctionne comme prévu. Il ya d'autres façons de le faire, bien sûr. Le problème quand nous avons connecté la source de signal directement à la broche IO est que nous avions fondamentalement deux sources de tension court-circuitées ensemble par la diode de protection: la source de signal, à 10 V, et l'alimentation de 5 V. La résistance effective (VI) de la diode (qui n'est pas constante, car une diode n'est pas une résistance, mais peut être calculée à un courant ou une tension particulier pour une partie à deux bornes) est faible et il y a une certaine tension à travers elle , De sorte qu'un grand courant circule, forçant la pièce à dissiper une grande puissance, et quelque chose fume. Si l'on connecte la source de signal par une grande résistance, alors le courant est limité et le problème disparaît: ici, pour une entrée de 10 V, la tension à la broche est serrée à environ 5 V (en fait, 5 V plus un Diode, autour de 5,6 V). Cela signifie qu'une tension de 10 - 5 5 V apparaît à travers la résistance 100k, donc un courant d'environ I VR 50 muA s'écoule. C'est petit, donc rien ne dissipe beaucoup de puissance, et rien ne se surchauffe et ne brûle. Ce n'est pas une très bonne pratique, cependant. Il ne s'agit pas seulement de la chaleur dissipée par les diodes de protection (bien que si vous appliquez 10 V à une entrée directement, cela seul pourrait suffire à détruire la pièce). Un courant assez petit (milliampères ou dizaines de milliampères) passant par les diodes de protection peut mettre une puce dans le verrouillage, un état dans lequel les chemins entre les différentes couches de silicium qui ne sont jamais censés tourner conduiront, tireront un grand courant et détruiront La puce. Très peu de puces sont évaluées pour n'importe quel courant à travers les diodes de protection, donc si vous utilisez le micro de cette façon, vous l'utilisez en dehors des spécifications des fabricants. Néanmoins, ce circuit présente un avantage par rapport au circuit diviseur de tension. Le circuit diviseur de tension fonctionne avec le signal pour lequel il a été conçu, mais il ne fonctionnera pas avec un signal numérique qui va de 0 V à 5 V. (La logique 0 V LOW produit 0 V à la broche, ce qui fonctionne, mais La logique 5 V HIGH produit 2,5 V à la broche, ce qui n'est pas clairement faible ou élevé.) Le circuit qui repose sur la diode de protection fonctionne toujours bien avec un signal de 0 V à 5 V (ou, en fait, un 0 V À 20 V). Nous pouvons concevoir un circuit qui fonctionnera avec un niveau logique de 0 V (LOW), et quelque chose de plus de 5 V (HIGH), et ne pas violer les spécifications du fabricant, nous avons juste à fournir la diode nous-mêmes. Ici D1 serre la tension à son anode à un maximum d'environ 5 V. J'ai spécifié un 1N4148. Qui est une diode très commune pour les applications à faible courant (dizaines de milliampères ou moins). Le 1N4148 est l'ancien numéro de pièce plombé, mais des parties similaires dans des paquets de montage en surface (par exemple le MMBD4148) sont disponibles auprès de nombreux fournisseurs. La tension à l'anode de D1 ne peut pas dépasser 5 0,7 V donc pour une tension d'entrée de 20 V, par exemple environ 15 V sont à travers la résistance de 10k R5, et le débit de 1,5 mA. Cela est bien dans la cote de la diode. Mais la tension de serrage maximale de 5,7 V à l'anode de D1 dépasse toujours la tension nominale maximale absolue d'un micro fonctionnant à 5 V (typiquement, elle spécifie une tension d'entrée maximale absolue de 5 V ou peut-être de 5,3 V, car Les diodes de protection ne conduisent que très légèrement avec seulement 0,3 V à travers eux). R1 et R4 forment un diviseur de tension pour fixer cela. Lorsque la diode est conductrice, son impédance dynamique (dVdI, c'est-à-dire le courant particulier auquel la diode est en fonctionnement, combien la tension qu'elle baisse augmente si vous augmentez le courant à travers elle un tout petit peu plus) est très faible. Cela signifie que R1 et R4 forment un diviseur de tension 10:11 (100k (10k 100k)), et ce rapport est indépendant de R5. La tension serrée de 5,7 V est réduite à environ 5,2 V, ce que le micro peut tolérer sans problème. Il serait plus courant d'utiliser une diode Schottky au lieu de notre 1N4148, et d'omettre le diviseur de tension (mais garder la résistance limitant le courant R5). Une diode Schottky conduira environ 0,3 V, contre 0,6 V pour une diode de silicium normale. Cela garantit que la diode de serrage externe s'allumera bien avant les diodes de protection du microscope, de sorte que presque tout le courant circule à travers la diode de serrage, et pratiquement aucun ne traverse la diode de protection. Une diode Schottky à petit signal typique est la BAT54. Lire (avec opto-isolation) Un signal numérique Un opto-isolateur vous permet de transmettre des informations entre deux circuits, sans établir de connexion électrique entre eux. Au lieu de cela, l'information est transmise sous forme de lumière. Un opto-isolateur typique comprend une LED et un phototransistor, qui sont optiquement couplés ensemble (c'est-à-dire que la LED brille sur le phototransistor). Nous pouvons détecter si la LED est allumée en mesurant le courant traversant le phototransistor. Parfois, nous pourrions les utiliser pour la sécurité, par exemple, si le signal arrive sur un long fil qui court à l'extérieur et nous sommes inquiets que la foudre pourrait frapper à proximité, alors peut-être l'opto-isolateur sera capable de supporter le (espérons, ) Pointe de tension. Même si ce n'est pas le cas, seul l'opto-isolateur (et non le reste du circuit) sera détruit. Les opto-isolateurs sont également utilisés uniquement pour des raisons de commodité. Les électriciens habitués au câblage des relais trouveront des entrées opto-isolées très faciles à manipuler, car l'interface est la même: on leur donne deux fils, et l'entrée est activée quand on leur applique une tension. (Les entrées PLC sont souvent opto-isolées, et c'est probablement plus pour cette commodité que pour la sécurité.) Vous pouvez utiliser un opto-isolateur comme ceci: L'opto-isolateur ici est un MCT62. Il s'agit d'un opto-isolateur à double phototransistor, disponible en DIP et en modules de montage en surface. Ici, je n'utilise que l'un des deux canaux. Presque tout opto-isolateur de type phototransistor fonctionnerait. Notez que je ne montre pas une connexion à GND sur le côté LED de l'opto-isolateur. Il n'y a pas besoin d'une connexion électrique entre les deux côtés de l'opto-isolateur. Cela signifie également que le fonctionnement de l'opto-isolateur ne sera pas affecté par les connexions électriques qui existent entre les deux côtés (par exemple, si pour une raison quelconque il ya une grande tension entre les deux concepts différents circuits de la terre.) Lorsque zéro Volts sont appliqués à travers le circuit d'entrée de LED, aucun courant ne traverse la LED. Il y a donc un photocourant zéro à travers le phototransistor, ce qui permet à R1 de tirer la broche d'entrée de micros à haute. Lorsqu'une tension est appliquée à travers le circuit d'entrée de LED, la lumière de la LED provoque un courant à travers le collecteur du phototransistor. Ceci tire la broche d'entrée basse. Pour 0 V à travers le circuit d'entrée de LED (V en 0 V), la LED est définitivement éteint, donc l'entrée micro est certainement élevé. Pour déterminer la tension à laquelle la micro entrée va bas, nous devons nous référer à la fiche technique MCT62s. Lorsque la micro entrée est LOW (à 0 V), il ya une tension de 5 V à travers la résistance 10k. Cela signifie qu'un courant de 500 μA s'écoule à travers la résistance, et donc à travers le phototransistor. On se réfère à la fiche de données du MCT62 pour déterminer son rapport de transfert de courant, qui est donné comme 100 à 5 mA et V CE 5 V. Cela signifie que dans ces conditions, un courant de 5 mA par la LED produit un photocourant de 5 mA à travers le Phototransistor. Nous sommes intéressés par ce qui se passe à 500 muA, cependant. A partir de la figure CTR normalisée par rapport au courant direct (normalisé à I F 10 mA), on constate que le CTR atteint un facteur de presque 1,2 à 5 mA et un facteur d'environ 0,6 à 500 muA. Cela signifie que nous sommes en baisse d'un facteur de 0.61.2 0.5 à partir du CTR à 5 mA, pour un CTR de 50. Donc, nous avons besoin d'un courant d'au moins (500 μA) (50), ou 1 mA, à travers le LED pour garantir que le phototransistor peut tirer la broche d'entrée à travers la basse résistance 10k. La LED descend au plus 1,5 V à 20 mAmdash et probablement moins, mais nous ne savons pas combien moins, à 1 mAmdashand la résistance 1k à 1 mA baisse de 1 V. Cela signifie que nous avons besoin d'au moins 1 1,5 2,5 V à travers le circuit d'entrée à Garantissons que nous pouvons détecter cela (c'est-à-dire que la broche de micros IO passe à BAS). La tension d'entrée maximale tolérable est déterminée par le courant maximum que la LED peut tolérer. Ceci est donné comme 60 mA, ainsi une entrée maximum de 1.5 V (60 mA) fois (1k) 61.5 V restera dans cette spécification. Notons qu'à 60 mA, R2 dissipe I 2 R 3,6 W Une résistance capable de traiter autant de puissance sans brûler présente une surface d'au moins quelques centimètres carrés. En pratique, je ne ferais pas confiance à ce circuit à la tension d'entrée minimale ou maximale quelque chose comme 5 à 30 V semble être une gamme plus confortable. Sur le côté bas, les CTR que j'ai utilisé étaient tous à un V CE de 5 V, donc je voudrais laisser un peu de slop au cas où le CTR est beaucoup plus faible à plus petite V CE. (Nous visons à saturer le transistor, mais ils ont fait leurs mesures à un point particulier dans la région active, de sorte que le nombre pourrait ne pas être tout à fait la même.) Sur le côté élevé, je préfère ne pas payer pour une résistance de cinq watts pour R2 30 V donne moins de 1 W dans R2, ce qui est plus raisonnable. Mesurer une tension continue comprise entre 0 V et 15 V De nombreux microcontrôleurs ont des convertisseurs analogique-numérique (AD). Ces cartes une tension à une broche d'entrée sur un entier. Un convertisseur à dix bits est typique, ce qui signifie qu'il mappe la tension la plus petite sur l'entier 0, et le plus grand sur 1023 (c'est-à-dire 2 10 - 1). La plus petite tension est habituellement mise à la masse. Vous pouvez presque toujours configurer la plus grande tension à la tension d'alimentation positive, qui dans ce cas est de 5V. Votre approvisionnement 5V est probablement réglementé, et donc précis à quelques pour cent, ce qui est probablement un moyen facile de raccorder les choses. Dans ce cas, on peut mesurer une tension entre 0 et 5 V, mais on a une tension entre 0 et 15 V. La façon la plus simple de régler ceci est avec un diviseur de tension: Cela multiplie la tension entrante par un facteur R2 R1 R2). Dans ce cas qui est 10k (10k 20k), ou 13. Le condensateur contribue à réduire le bruit à haute fréquence. Une lecture ADC de 0 correspond à 0 V. Une lecture ADC de 1023 correspond à 15 V. Elle est linéaire entre les deux (de sorte qu'une lecture ADC de 512 est d'environ 7,5 V). Si vous faites les résistances très grandes, alors le bruit devient un problème. Si vous faites les résistances très petites, puis ils dessinent beaucoup de courant de la source de tension que vous mesurez, ce qui pourrait le charger vers le bas. (La charge que la source voit est (R1 R2) assurez-vous qu'elle est évaluée pour cela, ou mesurer avec un multimètre pour s'assurer que sa tension ne descend pas lorsque vous le connectez à votre circuit). Ne pas mesurer des tensions très élevées (50 V, par exemple) de cette façon, il n'est pas sûr. Cela fonctionne avec les tensions AC, mais peut-être pas comment vous vous attendez à mesurer la valeur de la tension alternative à un moment particulier dans le temps, et non pas le RMS ou la tension de crête. Mesurer une tension continue comprise entre -15 V et 15 V Ceci est un peu plus délicat. Nous ne voulons pas simplement multiplier la tension par une constante, comme la dernière fois (puisque R2 (R1 R2) fois -15 V va toujours être négatif, peu importe ce que nous faisons, et nous ne pouvons pas mesurer les tensions négatives). Cette fois, nous voulons aussi le décaler: Cela produit une tension V adc (V mesurée 15) 6, ce qui signifie que V adc va de 0 à 5 V comme V mesuré va de -15 à 15 V, ce que nous voulons . Vous pouvez concevoir ceci pour n'importe quelle gamme dont vous avez besoin, en choisissant des valeurs de résistance appropriées. Une façon de le faire est d'écrire KCL à la broche du microcontrôleur. La broche elle-même tire zéro courant, car il est une entrée, et le condensateur tire zéro courant à DC. Les mathématiques se révéleront plus faciles si nous utilisons des conductances plutôt que des résistances, alors laissez G1 1R1, G2 1R2 et G3 1R3. Le KCL donne Ceci est une moyenne pondérée, où la contribution de chaque tension (5V, V mesurée ou masse 0 V) ​​est pondérée par la conductance de la résistance la reliant à la broche IO. Une conductance plus élevée (équivalente à une résistance inférieure) signifie qu'elle influe davantage sur la tension à la broche IO, ce qui est logique. Nous voulons cartographier notre tension d'entrée, qui va de -15 V à 15 V, de sorte qu'il passe de 0 V à 5 V. Comme nous l'avons dit ci-dessus, cela signifie que nous voulons So let G1 (G1 G2 G3) 16, et Let (G3 (G1 G2 G3)) fois5 2,5, et résoudre. Il s'agit de deux équations dans trois variables, donc vous avez un degré supplémentaire de liberté. Cela signifie que vous pouvez choisir une des variables arbitrairement et résoudre les deux autres. Par exemple, vous pouvez choisir R1 50kOmega, ce qui donne G1 20 muOmega -1. Et résoudre pour G2 et G3. Bien sûr thats pas comment j'ai effectivement choisi ces valeurs. Je sais déplacer une tension entre -5 V et 5 V pour qu'elle soit comprise entre 0 V et 5 V: je dois juste faire un diviseur de tension entre cette tension et 5 V, avec des résistances égales. Cela pèsera également les deux entrées (5 V et le signal mesuré), de sorte que la tension de sortie oscillera entre (5 5) 2 5 V et (5 - 5) 2 0 V, comme je le veux. Donc, tout ce que j'avais à faire était de transformer la tension d'entrée, qui va entre -15 et 15 V, de sorte qu'il va entre 5 et -5 V, et puis je wouldnt être fait, mais je sais quoi faire. Je peux le faire avec un diviseur de tension: plusmn15times (R2 (R1 R2)) plusmn15times (25 (25 50)) plusmn5. Le diviseur de tension R1 (R1 R2) a une résistance de sortie de R1 en parallèle avec R2 pense au circuit Thevenin équivalent si ce n'est pas clair. J'ai donc choisi R3 égal à R1 et R2 en parallèle, ou R3 1 (1R1 1R2). C'est beaucoup plus rapide que de résoudre des équations simultanées que vous pouvez le faire dans votre tête. Thevenin équivalents sont un bon outil pour résoudre les types de circuits que les gens construisent réellement. Mesurer une tension continue entre 0 V et 1,7 V Les microcontrôleurs AD peuvent mesurer une tension entre 0 V et 5 V. Cela signifie que nous pourrions connecter cette tension directement à une entrée AD, et ont été faites, car une tension entre 0 V et 1,7 V est également entre 0 V et 5 V. Cela est un gaspillage, cependant. Sur les 1024 codes possibles qu'un convertisseur AD 10 bits peut produire, seuls 342 ((1.75) fois1024) se produiront réellement. Cela signifie que nous jetons entre un et deux bits de résolution. La solution est de tamponner et d'amplifier le signal d'entrée avant de le connecter au convertisseur AD, et nous pouvons le faire avec un opamp: L'opamp est configuré comme un amplificateur non-inverseur, avec un gain de (1 2k1k) 3. Cela signifie Que comme l'entrée V mesurée va de 0 V à 1,7 V, la sortie passe de 0 V à 3 x 1,7 5 V. Tout gain de moins d'une centaine est facilement réalisé avec ce circuit. Pour des gains plus importants, les non-inégalités de l'opamp (sa tension d'offset d'entrée et pour les signaux rapides son gain-bande passante produit) ne peut plus être négligeable. J'ai spécifié un MCP60x. Où x est 1 (opamp unique), 2 (dual, deux opamps dans un paquet), ou 4 (quad). C'est un opam CMOS moderne de Microchip. Les numéros de broches montrés sur le schéma sont pour le seul dans un emballage DIP en plastique, mais vous obtenez le même amplificateur que vous les achetez en simple, en duals ou en quads. Il est bon marché le seul en PDIP coûte quarante cents de Digikey en quantité dix. Il s'agit d'une sortie rail-rail, ce qui signifie qu'elle peut produire une tension de sortie très proche de l'alimentation négative (0 V) ou positive (5 V). (Bien sûr, il ne peut pas produire une tension de sortie plus négative que son alimentation négative, ou plus positif que son alimentation positive. Ceci est vrai pour presque tous les IC.) Travailler avec lent (2) le gain actuel, mais un FET va probablement donner Une puissance plus performante dissipée dans le commutateur pour une pièce de prix similaire, et une commutation plus rapide que le BJT. Le FET est facile à utiliser, car la porte ne tire pas de courant continu. En théorie, nous pouvons commuter autant d'ampères que nous le voudrions simplement en changeant la tension de grille avec notre broche E / S. Le circuit ressemble à ceci: Le concept est le même que lorsque nous avons utilisé un transistor NPN. La résistance ne fait réellement rien à DC, parce que (contrairement à la base de transistors NPN) la porte n-FETs ne tire pas de courant. La résistance aide à protéger le micro contre les transitoires quand le courant élevé commute, cependant. J'ai spécifié un IRL3103PBF pour le FET. J'ai choisi ce FET parce qu'il fonctionnera à partir d'une petite oscillation de tension sur la porte. Traditionnellement, les n-FET de puissance étaient conçus pour fonctionner avec une tension de 0 V (arrêt) ou 10 V (on) à la grille. Nous avons besoin de quelque chose qui se déclenche entièrement à partir d'une tension beaucoup plus petite, donc j'ai choisi un niveau logique FET, qui est plus ou moins entièrement avec 5 V sur la porte. Notez que nous n'avons pas eu à choisir un niveau logique FET pour le circuit précédent avec le p-FET. Là, la porte a osciller entre 0 V et 10 V, donc nous avons eu beaucoup de swing de tension de grille. C'est parce que nous conduisons la porte directement ici que nous devons choisir un peu plus soigneusement. En fait, nous pourrions utiliser un circuit similaire avec un 2N3904 pour produire une oscillation de tension de grille de 0 à 10 V si nécessaire, mais il est plus facile de choisir un FET de niveau logique. La diode fait le même travail que précédemment, et peut être omis pour une charge non inductive. Nous pourrions sans doute vivre sans cela indépendamment du FET que nous utilisons est évalué pour la ventilation avalanche. Si la tension drain-source de tout FET est dépassée par la valeur V DSmax nominale. Alors le FET conduira de son drain à sa source, indépendamment de sa tension de grille. En général, c'est mauvais, et peut entraîner des dommages permanents à la pièce. Cependant, la fiche technique de l'IRL3103 permet explicitement ce mode de fonctionnement, et nous pouvons donc en profiter. Commuter une charge de 120 VAC Utiliser un relais mécanique. Pour entraîner la bobine de relais, utilisez un seul transistor 2N3904, comme indiqué ci-dessus. Nov 2006, Cambridge MA